一种隔离80kV大功率开关电源的设计

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一台隔离80 应速度3大输出功率90 满足电源快速性和输出纹波要求，对主电路的拓扑结构进行了优化。应用高频变压器隔离80析了高频变压器漏感与占空比损失之间的关系，提出了高频变压器的直流等效电路。实验证明该电源能够稳定工作，电源性能都能满足设计要求。关键词大功率开关电源；高压隔离；占空比损失；快速响应中图分类号献标识码A 文章编号1000100X2010040031of 0 i 30031，he of a 0 kV kV 0 n to of is is to kV C is 引言设计了一种用于气体放电产生等离子体的特殊开关电源．简称弧电源该电源可用于国家重大科学工程，即断统。中性束诊断统是卡马克核聚变实验装置的重要组成部分，其产生的高能氢中性束注入到等离子体中，利用其与等离子体相互作用产生的电荷复合交换光谱来测量离子温度及空间分布。电源、缓冲器电源、磁体电源、抑制极电源、加速极高压电压6类独立电源。由于，弧电源负极将悬浮在加速极电源需要隔离80介绍了弧电源主电路的拓扑结构、隔离高压高频变压器的设计、控制电路的设计以及电源实验结果，特别分析了对占空比损失的影响．以及高频变压器励磁涌流的产生和抑制方法 2主电路的拓扑设计该电源用于气体放电，负载是等离子体，额定参数300 V／300 A，最大输出功率90 源要求具备宽的电压输出范围30％～100％、灵敏快速的保护和较大的过载能力。电源工作在脉冲状态，上升、定稿日期2009一者简介高阳1984一，男，江苏江阴人，硕士，研究方向为电力电子技术。下降时间要求在1～3 弧35 5 100个工作时间为150为特殊的是，电源负极将悬浮在80 此需要对电源进行高压隔离设计。图1所示的电源采用C／C／1．第1级容滤波，输出直流500V第2级5过调节调节输出电压第3级至最后采用单相10脉宽高频逆变，再经高频整流并采用比较小的高频电感电容滤波方式．由10 电源主路结构传统的直流电源通过改变逆变桥占空比来调节输出电压。由于电源要求具备宽的电压输出范围 30％～100％，考虑高频变压器漏感影响，过小的逆变占空比会加大滤波电感电容，同时又会影响电源的快速响应，为此对电源拓扑结构进行了优化，多加一级变桥采用180。固定脉宽逆变，通过调节3 离80 于大功率高频变压器设计是一个苛刻的条件。变压器漏感是由于初、次级绕组 31 第44卷第4期 2010年4月电力电子技术 4． 010 之间，匝与匝之间磁通未完全耦合造成的。漏感过大会造成占空比的损失．通常会采用“三明治”绕法减小漏感．但由于隔离的要求，初、次级绕组需要隔离 80压器不能采用交替分层绕法。所采用的高压隔离方案中．初级绕组紧贴铁心绕线，初、次绕组间隔4 间由具有良好绝缘性能的聚苯乙烯塑料支撑，高频变压器浸在变压器油中。根据经验，初、次级绕组间隔1 变压器油浸，留有足够的裕量。电源采用全桥结构。属于双极性开关电源变压器[31。在一个周期内，磁感应强度从正最大值到负最大值一。工频变压器空载合闸会产生励磁涌流．励磁涌流大小与合闸时刻电压的初始相角有关。高频变压器同样存在励磁涌流的问题，最严重时， 180。方波电压加在高频变压器上后，UN d／磁通线性上升到最大值，一2 。如果变压器正常工作时铁心处于饱和状态，励磁涌流可以达到额定电流的3倍以上．造成逆变桥重时会损坏器件因此高频变压器铁心采用超微合金材料，该材料具有较高的饱和磁感应强度B 和较低的剩余磁感应强度日变压器工作磁通密度日满足 2B≤B ，避免铁心磁饱和。 4电源控制电路的设计产生。图2所示脚6，脚7外接，尺，尺。，构成荡频率． fl／[．67R 1．3R。]，其中死区时间1．3尺。通过调节R。来调节，一般设计 3 电源正常工作时脉宽为150 通关断应用芯片脚10，高电平闭锁来实现。图2 动芯片采用适用于大功率出／_15 A瞬时电流。不仅电流过大会发生擎住效应，使去控制，而且电流过快关断也会发生擎住效应。合适的栅极电阻尺对太大会延长加能耗。但太小会使di／能引起门极电压振荡，造成触发误导通。严重时可能会损坏用中经过调试实际选用．6 n。采用输出电压负反馈调节．反馈电压信号需从 32 80后与给定值比较，进行用光纤传输，隔离 80用。光纤收发器号，实现了电压电流信号的实时隔离传输。 5高频变压器漏感对占空比损失的影响图3示出使用压器一个周期内，初、次级电流电压以及信号的波形。图3高频变压器漏感仿真结果逆变桥从开关管时，在频变压器无法提供负载电流，电感续流，不控整流桥导通，高频变压器次级相当于短路。又由于漏感的存在，初级电流i 缓慢下降，与并联的二极管会导通，此时高频变压器初级电压，U 全部加在漏感上，使i 线性降到零。下降时间为 1 式中为一个周期内最大负载电流；为折算到初级的漏感；为匝比。经过4 T ，动信号到来，但此时i 还未下降到零，1当到零后，T，导通，i 再反向线性上升，。依然无法提供负载电流，电感继续续流，当i 达到折算到初级绕组的负载电流一时，换流过程结束，次级电压u 一U ／k，上升时间。损失时问为￡l ￡ft 一。 L LⅡ 一2L ．L 瓦_一瓦_ 一百2 1 此得输出占空比和输出电压分别为 D ， D 蕊1 ,13 损失的占空比可以用一个换流电阻R。表示， R 4 ，由式3得到高频变压器与输出直流电压等效电路，如图4所示。 4￡2d 二二二] 2k I t ．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．J．图4高频变压器直流等效电路该等效电路与工频变压器的等效下转第35页串联谐振变换器的最优轨迹控制在实际应用中输出电压通常需要被调节，因此很难实时确定值。若给定一个基准值，那么即可通过外部电压控制环实现，但是在最优轨迹控制下的串联谐振变换器的响应速度自然会受到外部电压环性能的限制。只要选择合适的然可以保证系统具有很好的动态响应。结合式9，得到系统的控制框图，如图5所示。图5最优轨迹控制框图 4 系统仿真及实验结果应用电容值 C50感L213．6 8．7 入电压为48 V，输出为15 V，负载电阻6 n，尺取3．5估算值。对系统进行仿真测试，仿真结果表明输出电压没有超调．且基本无振荡，极短时间内就达到了稳态。状态平面图中的状态变量经过短暂的过程即可进入稳态轨迹。根据前述分析，搭建了一台基于最优轨迹控制的串联谐振变换器实验电路进行了验证．实验测得的输出电压暂态过程波形如图6出电压在 2．5 且无超调和振荡。由图6b 可见，开关实现零电压零电流开通。谐振电流最大时开关管断开，电流由二极管续流。／搴萋 I k 刁、 l j - t／1 m s／，【5 s／f}} a输。辛于态过 b玎关竹婀动{言干6实验波形 5 结论首先分析了串联谐振变换器的几种工作状态，然后基于状态平面分析法推导了最优轨迹控制法则。仿真及实验结果证实了在最优轨迹控制下的串联谐振变换器具有出众的动态性能表现。该控制方法简单．实现也比较容易，有很好的动态响应。参考文献 [1]朱建华，罗方林．功率谐振变换器及其发展方向[工电能新技术，2004，2315559． [2]R I]．985，2l614611471．【3】R ．]． 988，33318【4】 M ]．]．1 99 1752759．上接第32页电路非常相似，区别在于一个是交流等效电路，一个是直流等效电路。， 2，J 表示折算到初级的漏感．入电压为u／k。由图4可见，逆变越高，漏感越大，负载电阻越小．压降落越大。在负载一定的情况下，也是一个常量，不随负载电流而变化为保证须将高频变压器的漏感限制在一个范围内，DL 75％．电源负载电阻RI Q，匝比 1．逆变频率为 10 制漏感 ≤8。 6实验结果分析图5级电流波形。可见波形与软件仿真结果一致，换流时间约为1O 0．8，漏感较小．高频变压器能满足设计需要。 t／25 s／倍t／25 a高频变器卡缎电流 {b电源输出电压图5实验结果图5上升下降沿小于3 出纹波系数小于3％，满足最初设计目标 7 结论介绍了一种隔离高压大功率快速响应开关电源的设计．给出了用F／V，V／F 转换技术实现了高压隔离下的实时数据采集。推导了高频变压器漏感对输出电压的公式，提出了高频变压器直流等效电路，并简要介绍了隔离高压高频变压器的设计该电源在新一轮的置实验中运行稳定，电压电流指标符合设计要求。参考文献【1】L Q N D ]．004， 751034963498． [2】陈坚．电力电子学一电力电子变换和控制技术[M】．北京高等教育出版社，2004． [3】杨荫福，段善旭．电力电子装置与系统[M]．北京清华大学出版社．2006．【4】王全保．电子变压器手册[M】．沈阳辽宁科学技术出版社， 2002． 35

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